›
›

Bài giảng Dụng cụ bán dẫn - Chương 5: BJT (Phần 3)

pdf 48 trang hapham 2620
Download
Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Bài giảng Dụng cụ bán dẫn - Chương 5: BJT (Phần 3)", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

  • pdfbai_giang_dung_cu_ban_dan_chuong_5_bjt_phan_3.pdf

Nội dung text: Bài giảng Dụng cụ bán dẫn - Chương 5: BJT (Phần 3)

  1. ĐHBK Tp HCM-Khoa Đ-ĐT BMĐT GVPT: Hồ Trung Mỹ Môn học: Dụng cụ bán dẫn Chương 5 BJT 1 5.6 Đáp ứng tần số và hoạt động chuyển mạch của BJT 5.6.1 Đáp ứng tần số • Mạch tương đương tần số cao • Tần số cắt (cutoff frequency) 2 1
  2. Mạch KĐ CE – Hoạt động tín hiệu nhỏ 3 Mạch tương đương tần số cao r, C (=Cbc): tương đương tín hiệu nhỏ của JC phân cực ngược r , C (=Cbe): tương đương tín hiệu nhỏ của JE phân cực thuận ro : điện trở của BJT CE rx : điện trở tại miền nền trung hòa (bỏ qua trong tần số trung bình) Các giá trị thực tế của các tham số: r rất lớn (có thể xem như hở mạch), C =1-5pF, C =5-50pF 4 2
  3. Hybrid-pi model a useful small signal equivalent circuit 5 Các giới hạn tần số hoạt động Các yếu tố làm trễ Thời hằng tổng cộng từ E đến C hay thời gian trễ với thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE thời gian đi qua miền nền thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) thời gian nạp điện dung ở collector 6 3
  4. Thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE với Điện trở khuếch tán tại tiếp xúc JE Điện dung khuếch tán Điện dung ký sinh giữa B và E Thời gian đi qua miền nền Với transistor NPN, mật độ dòng điện tử ở miền nền: hay { 7 Thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) Điện tử đi qua miền điện tích không gian B-C với tốc độ bão hòa của chúng trong transistor NPN Với xdc là bề rộng miền điện tích không gian B-C và vS là vận tốc bão hòa. Thời gian nạp điện dung ở collector với Điện trở nối tiếp ở miền thu Điện dung ở tiếp xúc JC Điện dung từ miền thu đến đế (substrate) của transistor 8 4
  5. Tần số cắt (cutoff frequency) của transistor Độ lợi dòng CB Độ lợi dòng CB tần thấp Tần số cắt alpha 9 Tần số cắt beta Tần số cắt fT được định nghĩa là tần số mà ở đó biên độ của độ lợi dòng CE là 1. Chú ý: Hiện nay BJT có fT ~ 25GHz HBT có f ~ 175GHz T 10 5
  6. Tính fT từ mô hình tương đương tần số cao 1 sC 1 I I T() h  c  C s fe I I 1 ( ) b B  V 0 I g V (g sC )V c m 1 m  sC 1  Tần số -3dB   (C C )r V Ib (r //C // C ) Hiện nay BJT có ft~ 25GHz Ic gm sC HBT có ft~ 25GHz h fe  Ib 1 r s(C C ) ß tần số thấp gmr  0 hfe 1 s(C C )r 1 s(C C )r 11 Ic  0 1 h fe  Ib 1 s(C C )r 1 s  2 20log  20log 1 (T  ) 0 2  1 (T   ) 20dB / decade T      1 Băng thông độ lợi đơn vị g m T    C C g m fT 2 (C C ) 12 6
  7. 5.6.2 Hoạt động chuyển mạch của BJT  BJT có thể hoạt động như một khóa (công tắc) giữa trạng thái dòng thấp-áp cao và trạng thái dòng cao-áp thấp.  Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt của BJT, trái lại trạng thái dẫn (ON) tương ứng với chế độ bão hòa.  Mạch tiêu biểu để đo đặc tính chuyển mạch như sau: +VCC RL RS Vin 13 V in V1 t = thời gian trễ t d tr = thời gian lên t = thời gian xả V s 2 điện tích chứa I t = thời gian xuống B IB1 f t t = t + t I on d r B2 t = t + t I off s f C IC 0.9 ICsat 0.1 ICsat t   s  d r t = 0 f 14 7
  8.  Khi đưa vào điện áp V1 , dòng nền IB1 được cho bởi: I B1 V1 VBEsat / RS  Khi xung vào bị chuyển sang tắt và điện áp vào giảm xuống giá trị âm V2, dòng nền có trị số mới: I B2 V2 VBEsat / RS  Dòng nền giữ nguyên giá trị này gần như trong toàn bộ thời gian xả điện tích chứa, nghĩa là, khi phân bố hạt dẫn thiểu số trong miền nền vẫn còn tương ứng với chế độ bão hòa. Sau thời gian xả điện tích chứa, phân bố hạt dẫn thiểu số chuyển sang chế độ tích cực bình thường của nó. t=0 t=s t>s 15  Sau t = s, điện áp emitter bắt đầu giảm và I B V2 VBE / RS I B 0 when VBE V2  Thời gian xả điện tích chứa là một trong những thời gian quan trọng nhất làm giới hạn tốc độ chuyển mạch của BJT. Để ước lượng thời gian này, ta thấy rằng BJT bị lái vào bão hòa khi I C VCC VCEsat / RL VCC / RL  Từ đó, BJT bị lái vào bão hòa khi VCC I B Iba RLhfe  Một khi bão hòa, dòng collector là IC=VCC/RL. Trong lúc xảy ra xả điện tích chứa, dòng collector giữ gần như không đổi cho đến khi BJT vào miền tích cực. Thời gian xả điệntích chứa (storage time) là thời gian cần cho điện tích trong miền nền Qbs giảm xuống giá trị của điện tích Qba tương ứng với chế độ tích cực. 16 8
  9.  Khi BJT ở chế độ tích cực , IC giảm theo thời gian. Hiệu số của dòng nền ở chế độ bão hòa và tích cực là: Ibs Ibs Iba I bs VCC / hfe RL  Từ phương trình điều khiển điện tích Ibs Qbs / sr d Qbs / dt người ta có thể ước lượng thời gian xả điện tích chứa là: Ib1 Ib 2  s  sr ln Iba I b2  Khi t > s, phương trình điều khiển điện tích trở thành: Qb dQb VBE /VT I b Qb AqnpoWe / 2  nl dt 17 Khóa điện tử dùng BJT 18 9
  10. BJT switch using a PNP transistor. 19 SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2) 20 10
  11. SWITCHING DELAYS IN A BJT (2/2) 21 Large-signal switching Ký hiệu 22 11
  12. Schottky transistor • The Schottky diode is a majority carrier device, which means its transient response is much faster than that of bipolar devices. • The properties of the Schottky diode are used to speed up the response of the BJT. • The metal makes an Ohmic contact to the base, but forms a Schottky barrier on the collector. – When the transistor is in cutoff (or active) mode, the base collector and the Schottky diode are reverse biased. The Schottky diode thus has no influence on the device. – When the transistor starts to go to saturation, the diode becomes forward biased and the voltage across the base-collector is clamped to the forward ON-bias of the diode. 23 Schottky transistor • The turn-ON voltage of the Schottky diode is much smaller than that of the base-collector junction. The diode allows the excess base current to pass through it. • The device will therefore not go into saturation mode and the extraction of the excess charge becomes fast. • The device can now be switched in a much shorter time. • The faster switching of the Schottky-clamped device arises from the time needed to remove saturation charge during device turn-OFF. • The Schottky transistor is an important component of the non-saturated bipolar logic and is used in applications where speed is important. 24 12
  13. Schottky transistor •MOTIVATION: Do not let the transistor go into deep saturation during switching. 25 5.7 Các mô hình của BJT 1. Mô hình tín hiệu lớn – Mô hình Ebers-Moll – Mô hình Gummel-Poon 2. Mô hình tín hiệu nhỏ (dùng cho chế độ khuếch đại, tín hiệu nhỏ) 26 13
  14. Mô hình tín hiệu lớn 27 Mô hình tín hiệu lớn của BJT – NPN (chế độ KĐ) 28 14
  15. 2.3 The BJT as an Amplifier Device Operation: 29 30 15
  16. The Common-Emitter Operation: vo vCE VCC RCiC vI/VT VCC R CISe as vCE vCE,sat VCC VCE,sat IC,sat R C Figure 5.26 (a) Basic common-emitter amplifier circuit. (b) Transfer characteristic of the circuit in (a). The amplifier is biased at a point Q, and a small voltage signal vi is superimposed on the dc bias voltage VBE. The resulting output signal vo appears superimposed on the dc collector voltage VCE. The amplitude of vo is larger than that of vi by the voltage gain Av. 31 As the collector current (neglect the Early effect) vBE/VT IC ISe then vo vCE VCC RCiC vI/VT VCC R CISe The Amplifier (voltage) gain is dv 1 A  o (I evBE/VT )R v dv V S C I vI VBE T I R C C VT That is, the output signal is 180 out of phase relatvie to the input signal. The maximum available voltage gain is VCC VC,sat VCC Av,max  VT VT 32 16
  17. Graphical Analysis of I-V relationships: •Need both iB – vBE and ic – vCE plots 33 Figure 5.30 Graphical determination of the signal components vbe, ib, ic, and vce when a signal component vi is superimposed on the dc voltage VBB (see Fig. 5.27). 34 17
  18. Operation Point Optimization: Voltage Clamping / Distortion / Voltage Swing Figure 5.31 Effect of bias-point location on allowable signal swing: Load-line A results in bias point QA with a corresponding VCE which is too close to VCC and thus limits the positive swing of vCE. At the other extreme, load-line B results in an operating point too close to the saturation region, thus limiting the negative swing of vCE. 35 Small-Signal Model Development: The above analysis suggests that for small signals vbe VT the transistor behaves as a "voltage controlled current source" with the transconductance gm. Output Resistance : Ideally, the output resistance is "infinite". Due to the Early effect, the output resistance is finite. The output resistance ro , as we know, is VA ro IC 36 18
  19. Base current and Input resistance at the base : i The total base current i C , that is, B β IC 1 IC iB vbe IB ib β β VT Therefore, the small -signal base current is 1 IC gm ib vbe vbe β VT β The small -signal input resistance, denoted as rπ , is vbe β β VT rπ  ib gm (IC/VT ) IB 1 iB VT On the other hand, rπ . vbe IB 37 Emitter current and the Input Resistance at the Emitter: The total emitter current iE is i I i i C C c I i E α α α E e That is, the small-signal emitter current is ic IC IE ie vbe vbe α α VT VT If we denote a small-signal resistance between base and emitter, looking into the emitter, by re , it can be defined by vbe veb VE α 1 re  ( ) ie ie IE gm gm 38 19
  20. Since vbe ibrπ iere ie thus we have rπ re (β 1)re ib Voltage Gain : (small-signal) The total collector voltage vC is vC VCC iCR C VCC (IC ic )RC (VCC ICR C ) icR C VC icR C The small signal voltage vc is vc icR C (gmvbe )RC (gmR C )vbe Thus the voltage gain of this amplifier Av is vc ICR C Av  gmR C vbe VT 39 Small-Signal Models: Hybrid- Model and T Model •From the above analysis, we find that we can separate the signal and the DC quantities to simplify the analysis. [ Hybrid- Model ] Figure 5.51 Two slightly different versions of the simplified hybrid- model for the small- signal operation of the BJT. The equivalent circuit in (a) represents the BJT as a voltage- controlled current source (a transconductance amplifier), and that in (b) represents the BJT as a current-controlled current source (a current amplifier). 40 20
  21. Note: both models can be viewed as (a) voltage-controlled current source, and [ T Model ] (b) current-controlled current source types. Figure 5.52 Two slightly different versions of what is known as the T model of the BJT. The circuit in (a) is a voltage-controlled current source representation and that in (b) is a current-controlled current source representation. These models explicitly show the emitter resistance re rather than the base resistance r featured in the hybrid- model. 41 Steps to doing small-signal analysis: 1. Determine the dc operation point (for a given  ) and get the DC collector current IC. 2. Calculate the parameter values of IC  VT gm ; r ; re VT gm IE gm 3. Eliminate the DC sources by : Voltage source short circuit Current source open circuit 4. Replace the BJT with one of its small -signal model. 5. Analyze the resulting circuit to determine the required quantities, say, the voltage gain Av gmRC 42 21
  22. Ex 5.14: Assume =100. Find the small-signal voltage gain vo/vi. IC 2.3mA •Obey |VBE|=0.7V gm 92mA/V in active mode. VT 25mV β 100 rπ 1.09KΩ gm 92 rπ vbe vi 0.011vi rπ RBB vo gmvbeRC 3.04vi 43 Small-Signal Model accounting for the Early Effect: VA VCE VA ro Ω IC Ic voltage-controlled current source current-controlled current source 44 22
  23. Model transformation 45 AC Emitter Resistance r’e or re 25mV re IE where r’e = ac emitter resistance IE = the dc emitter current, found as VE / RE for example. 46 23
  24. Graphical determination of ac emitter resistance. VBE re IE 47 The determination of ac beta. IC IC i c ac IB i b Q hFE = dc beta IC hfe = ac beta IB IB 48 24
  25. Các đại lượng AC trong bảng dữ liệu Bốn tham số h truyền thống: • hfe là độ lợi dòng AC (mắc CE) • hie = r là tổng trở vào (mắc CE) • ac = hfe ’ • re = hie/hfe • hre và hoe không cần cho các thiết kế cơ bản và troubleshooting 49 Mô hình pi hỗn hợp (tín hiệu nhỏ) của BJT Hỗ dẫn: I g C  40I m V C T Điện trở vào (hay hie):  V o T o r • Mô hình tín hiệu nhỏ pi- I g hỗn hợp là biểu diễn tần số C m Điện trở ra (hay 1/h ) thấp của BJT. oe V V r A CE • Các tham số tín hiệu nhỏ o I bị điều khiển bởi điểm Q. C với VA là điện áp Early 50 25
  26. The Hybrid Equivalent Model Hybrid model is derived from two-port system. 51 Six Circuit-Parameter Models for Two-Port Systems Independent Dependent Circuit Parameters Variables Variables I1, I2 V1, V2 Impedance Z V1, V2 I1, I2 Admittance Y V1, I2 I1, V2 Inverse Hybrid g I1, V2 V1, I2 Hybrid h V2, I2 V1, I1 Transmission T V1, I1 V2, I2 Inverse Transmission T’ 52 26
  27. Equations for Hybrid Model V1 h 11 I 1 h 12 V 2 I2 h 21 I 1 h 22 V 2 Let V1 = Vi, I1 = Ii, V2 = Vo, and I2 = Io. Then Vi h11 I i h 12 V o Io h21 I i h 22 V o 53 Equivalent Circuit for Hybrid Model Vi h11 I i h 12 V o h i I i h r V o Io h21 I i h 22 V o h f I i h o V o 54 27
  28. h-Parameters VVi i h11 h 12 IViVIo 0 o i 0 IIo o h21 h 22 IViVIo 0 o i 0 h11 = hi = Input Resistance h12 = hr = Reverse Transfer Voltage Ratio h21 = hf = Forward Transfer Current Ratio h22 = ho = Output Admittance 55 h-Parameters for CE Amp. • hie = the base input impedance • hfe = the base-to-collector current gain • hoe = the output admittance • hre = the reverse voltage feedback ratio vbe h ie i b h re v ce ic h fe i b h oe v ce 56 28
  29. Hybrid Model for CE Configuration vin ic hie (output shorted) hoe (input open) ib vce May be neglected. ic vbe hfe (output shorted) hre (input open) ib vce 57 h-parameters of 2N3904 58 29
  30. Hybrid Model without hre and hoe hfe  ac hie h fe 1 r e  h fe r e Zin(base) hfe r C Av hie Zin r C Ai h fe hie R L 59 Determining h-Parameter Values Use geometric means if given max. and min. values. hie h ie(min) h ie (max) hfe h fe(min) h fe (max) 60 30
  31. Typical amplifiers BJT JFET Amplifier Amplifier Op-Amp Based Amplifier 61 General amplifier models. Zout Vout Vin Zin A Vin Vout Zin A Zout 62 31
  32. Gain symbols. Type of Gain Symbol Relation v A out Voltage Av v vin i A out Current Ai i iin P A out Power Ap p Pin 63 Example The symbol shown in Fig. 8.3 is a generic symbol for an amplifier. Calculate the voltage gain for the amplifier represented in the figure. vout 250mV Av 625 vin 400µV 64 32
  33. Voltage amplifier model. Z R v v in v A v v v L in S RZ outv in L out S in ZRout L vL Av(eff ) vS 65 Combined effects of the input and output circuits RS Zout 20 250 v Z R S v in v v L 15mV in 980 out L 1.2k Av=340 Zin 980Ω RL 1.2kΩ vin vS 15mV vL vout 5V RZS in 1kΩ ZRout L 1.45kΩ 14.7mV 4.14V vout Av v in 340 14.7mV vL 4.14V Av eff 276 5V vS 15mV 66 33
  34. Voltage Amplifier Characteristics Ideal: • Any value of voltage gain (can be infinite if needed) • Infinite input impedance • Zero output impedance Practical: • Certain value of gain (cannot reach infinity). • High input impedance • Low output impedance 67 BJT Amplifier Configurations • Common-emitter (CE) amplifier • Common-collector (CC) amplifier • Common-base (CB) amplifier 68 34
  35. Property ranges Property Low Midrange High Gain 1000 Impedance 10k 69 Common-emitter (CE) amplifier +VCC •Midrange values of voltage and v out current gain. vin •High power gain 4Vpp •Midrange input Load 20mVpp impedance •Midrange output impedance 70 35
  36. Common-collector (CC) amplifier •Midrange current gain. +VCC •Extremely low voltage gain •High input impedance •Low output impedance vin vout 2Vpp 1.8Vpp Load 71 Common-base (CB) amplifier • Midrange voltage gain • Extremely low current gain (slightly less than 1) • Low input impedance +VCC • High output impedance v in vout 20mV pp 2Vpp Load -V EE 72 36
  37. A comparison of CE, CC, and CB circuit characteristics Type Av Ai Ap Zin Zout CE Midrange Midrange High Midrange Midrange CC < 1 Midrange Ai High Low CB Midrange < 1 Av Low High AAAp v i 73 BJT Terminal Connections Type Emitter Base Collector CE Common Input Output CC Output Input Common CB Input Common Output 74 37
  38. Amplifier Classifications • Class A – low distortion, high loss • Class B – some distortion, lower loss • Class C – high distortion, lowest loss • Others – Classes D, E, G, H, T 75 Các lớp hoạt động IC IC A B t t IC IC ISAT C D Class A : Linear t t Class B, AB: Linear* (Complementary) Các hoạt động lớp A, B, và C (phân loại theo Class C: Nonlinear (RF, Tuned) dạng dòng collector trong 1 chu kỳ) Class D and E: Switching (Linear Audio) 76 38
  39. Class A Amplifiers Conduction: Transistor conducts during 360 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 25% Distortion: Little (subject to nonlinear distortion.) 77 Class B Amplifiers Conduction: Each transistor conducts for 180 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 78.5% Distortion: Little. Crossover distortion is most common. 78 39
  40. Class C (Tuned) Amplifiers Conduction: Each transistor conducts for less than 180 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 99% Distortion: Mild to severe. 79 Decibels (dB) Pout AAp(dB) 10log p 10log dB Pin dB Value Ap dB Value Ap 3 2 -3 1 / 2 6 4 -6 1 / 4 12 16 -12 1 / 16 20 100 -20 1 / 100 80 40
  41. dB gains are additive 81 The dBm Reference P A 10log p(dBm) 1mW dB Voltage Gain 2 Pout v outRRin v out in Ap(dB) 10log 10log2 20log 10log Pin R out v in v in R out vout AAARRp(dB) v (dB) 20log v 20log out in vin 82 41
  42. Dữ liệu của 1 số BJT thông dụng 83 84 42
  43. 5.8 Các BJT khác • Darling ton Transistor • Polysilicon emitter Transistor • Heterojunction bipolar transistor (HBT)=transistor lưỡng cực chuyển tiếp dị thể • Phototransistor = transistor quang 85 5.8.1 Cấu hình Darlington Làm cho độ lợi dòng  rất cao, thường dùng trong các mạch cần I I IC,1 C,2 B,1 dòng IC cao (nhiều Amperes), và ta muốn điều khiển nó với dòng nền nhỏ. Và  cũng làm cho điện trở IB,2= IE,1 vào cao. IE,2 Ta có thể nối 2 BJT rởi thành 1 transistor Darlington hay mua loại người ta đã chế tạo sẵn. Với hình trên ta thấy rằng quan hệ giữa IB1 và IC2 là IC2=IB1 với  = 12 VBE tương đương là 2xVON ( 1.4V) và VCEsat lớn hơn (thường thì ~1 V). 86 43
  44. Cấu hình Darlington (2) TIP-141 Vì để có tốc độ chuyển nhanh và để bảo vệ BJT, trong đóng gói sẵn của BJT Darlington thường có các điện trở và diode. Darlington tiêu biểu là TIP140 có thể làm việc với 10A, có độ lợi dòng cao  ít nhất 1000. Darlington tín hiệu nhỏ có thể có  cỡ hàng 100 000!. 87 88 44
  45. 5.8.2 Polysilicon emitter BJT • PET được dùng IC 89 5.8.3 Heterojunction bipolar transistors Chú ý: HBT được dùng các ứng dụng tốc độ cao/tần số cao 90 45
  46. 5.8.4 Phototransistor (transistor quang) 91 Window Emitter Base n p-type n-type Collector 92 46
  47. Phototransistors • Photodiode với mạch KĐ (transistor) • Ánh sáng chiếu vào tiếp xúc B-E (JE). • Dòng Collector IC là hàm tuyến tính của sự tới bức xạ (giả sử =const). • Dãi tuyến tính thì hẹp hơn nhiều so với photodiode hay quag trở. • Đặc tuyến IC theo VCE được vẽ theo các bước của sự tới bức xạ. • Độ nhạy của phototransistor (RE) tốt hơn photodiode 93 Phototransistor • Không nhanh bằng photodiode. • Sử dụng như transistor, ngoại trừ không cần dòng nền. 94 47
  48. TD: Đặc tuyến của phototransistor 95 Phototransistor 96 48